运算放大器振荡的常见原因及补救方法

模拟电路设计师在设计放大器时，为了使其稳定，煞费苦心。然而在真实世界中，总是有很多情况引起放大器振荡——

不同类型的负载可能使放大器振鸣；

电源旁路不够充分也可能引起问题

输入和输出作为单端口系统也还可能自振荡……

为了解决这些问题，今天我们将同大家共同探讨振荡的常见原因以及补救方法。

基础知识

图1a显示了一个非轨至轨放大器的方框图。输入控制gm方框，gm方框驱动增益节点，并在输出端得到缓冲。补偿电容器Cc是主要的频率响应组件。Cc的返回引脚应该接地，如果有这样一个引脚的话；但是运算放大器传统上不接地，电容器电流会返回一个或两个电源。图1b是最简单的轨至轨输出放大器的方框图。输入方框gm的输出电流通过“电流耦合器”发送，这将驱动电流分成两部分，提供给输出晶体管。频率响应由两个Cc/2s决定，二者实际上是并联的。

图1a：典型非轨至轨运算放大器拓扑

图1b：典型轨至轨运算放大器拓扑

图1c：理想化的运算放大器频率响应

图2显示了LTC6268放大器随频率变化的开环增益和相位响应。LTC6268是一款小巧的小型低噪声500MHz放大器，具轨至轨输出和仅3fA偏置电流，可以作为一个很好的例子来说明真实放大器的行为表现。主极点补偿的–90°相位滞后约从0.1MHz开始，在8MHz左右达到–270°，超过30MHz时则下移超过–270°。实际上，除了由于额外增益级和输出级所引起的基本主导补偿滞后之外，所有的放大器都具有高频相位滞后。通常，额外相位滞后的起点在GBF/10左右。

图2：LTC6268的增益和相位随频率的变化

一个不太常提及的话题是增益裕度，尽管这是个同样重要的参数。当相位裕度在一些较高的频率上降低至零时，如果增益至少为1V/V或0dB，放大器就会振荡。如图2所示，当相位降至0°(或360°的倍数，或如图中所示为–180°)时，增益在1GHz左右约为–24dB。这是非常低的增益，在这种频率上不会发生振荡。实际上，人们希望增益裕度至少为4dB。

去补偿型放大器

图3：LT6230-10的增益和相位随频率的变化

一个观察结果是，当提供比最小稳定增益大的闭环增益时，所有放大器都会更稳定。即使1.5的增益也会使单位增益可稳定的放大器稳定得多。

图5显示了提高分压器电容容限的方法。

图5：降低Cpar影响的方法

图5b显示了一种负输出配置。Rg仍然执行环路衰减而不改变闭环增益。在这种情况下，输入阻抗不受“Rg”干扰，但噪声、失调和带宽参数会恶化。

负载问题

图6：在3种增益情况下，LTC6268输出阻抗随频率的变化

–atan(150MHz/106MHz)=–55°

和一个增益

循环地倍增增益，我们获得360°相位和+0.2dB增益，又是一个振荡器。50pF似乎是将强制LTC6268产生振荡的最小负载电容。

由于未加载的开环增益为10，所以我们得到，振荡频率上的绕环路增益为0.26，因此这一次我们不会产生振荡，至少不会产生由一个简单的输出极点引起的振荡。这样，通过提高闭环增益，我们将负载电容容限从50pF提高到了500pF。

另外，无端接的传输线也是非常糟糕的负载，因为它们会带来随频率而重复的“失控式”阻抗和相位变化(见图7中一根无端接9英尺电缆的阻抗)。

图7：未端接同轴电缆的阻抗和相位

如果您的放大器能够在某种低频谐振条件下安全地驱动电缆，那么它很可能在某个较高的频率振荡，这是因为其自己的相位裕度减少了。如果电缆必须是无端接的，则一个与输出端相串联的“背匹配”(back-match)电阻器能够隔离电缆的极端阻抗变化。此外，即使来自电缆未端接端的瞬态反射正好反冲回放大器，如果向后匹配电阻器的阻值与电缆特性阻抗相匹配，那么该电阻器也能恰当地吸收这种能量。如果向后匹配电阻器与电缆阻抗不匹配，那么有些能量就会从放大器和端子反射，一路回到未端接端。当能量到达该端时，再次迅速反射回放大器，结果，就有了一系列来回跳动的脉冲，但每次都有衰减。

图8显示了一个更完整的输出阻抗模型。ROUT项与我们在LTC6268中讨论过的一样，也是30Ω，这里又增加了一个Lout项。这是一个物理电感和电子等效电感的组合。物理封装、接合线和外部电感加起来为5nH至15nH，封装越小，这个数值就越小。

图8：放大器输出阻抗的电感性组件

此外，任何放大器都有20nH至70nH的电生电感，尤其是双极型器件。器件的有限Ft将输出晶体管的寄生基极电阻变成电感。危害是，Lout与CL可能相互作用，形成一个串联谐振电路，那么同样的问题又来了，如果环路中没有更大的相位滞后，串联谐振电路的阻抗就可能降至Rout无法驱动的水平，从而可能产生振荡。例如，设定Lout=60nH和CL=50pF。谐振频率

刚好位于LTC6268通带内。实际上，这个串联谐振电路在谐振时加载到了输出端，严重改变了谐振频率附近的环路相位。不幸的是，Lout在放大器的数据表中并不提及，但有时可以在开环输出阻抗图上看到它的影响。总之，对带宽小于50MHz左右的放大器而言，这种影响并不重要。

一种解决方案如图9所示。Rsnub和Csnub形成了所谓的“减震器”，其目的是降低谐振电路的Q值，这样谐振电路就不会在放大器输出端加上很低的谐振阻抗。Rsnub的值通常估定为谐振时CL的电抗(本例中为-j35Ω)，以将输出谐振电路的Q值降至1左右。调整Csnub的大小，以将Rsnub完全插入输出谐振频率处，即Csnub的电抗Cl。Csnub=10*CL是切合实际的。Csnub在中频和低频、尤其在DC时卸载放大器。如果Csnub很大，那么在中频或低频时，Rsnub就会给放大器加上很重的负载，增益准确度、闭环带宽和失真就会受到损害。然而，经过一点微调，减震器对控制电抗性负载常常是有用的，但是减震器必须通过实验调整。

图9：使用一个输出减震器

奇怪的阻抗

很多放大器在高频时输入阻抗都有点反常。有两个串联输入晶体管的放大器最是如此，如达林顿(Darlington)配置。很多放大器在输入端都有npn/pnp晶体管对，其行为表现随频率的变化与达林顿配置类似。输入阻抗的实数部分在有些频率(一般远高于GBF)上会变成负的。电感性源阻抗会与输入和电路板电容谐振，负的实数分量可能激起振荡。当用未端接电缆驱动时，这还有可能导致在很多重复频率上的振荡。如果输入端不可避免地使用长的电感性导线，那么可用几个串联的、可以吸收能量的电阻器断开导线，或者可以在放大器输入引线上安装一个阻抗为中等大小的减震器(约300Ω)。

电源

最后一个需要考虑的振荡源是电源旁路。图10显示了输出电路的一部分。LVS+和LVS–是不可避免的封装、IC接合线、旁路电容器的物理长度(像任何导体一样也是电感性的)以及电路板走线的串联电感。还包括将局部旁路组件连接到电源总线其余部分(如果不是电源平面)的外部电感。尽管3nH至10nH看起来似乎不大，但是在200MHz时，就是3.8至j12Ω。如果输出晶体管传导大的高频输出电流，那么在电源电感两端会存在压降。

图10：电源旁路细节

放大器的其余部分需要无噪声电源，因为这些部分不能随着频率变化抑制电源噪声。在图11中我们可以看到LTC6268随频率变化的电源抑制比(PSRR)。在所有运算放大器中，因为没有接地引脚，所以补偿电容器都连接到电源，会将电源噪声耦合到放大器中，gm必须抵消这种噪声。由于补偿，PSRR随着1/f降低，而且过了130MHz后，电源抑制实际上在变大。在200MHz时，因为PSRR的增大，输出电流可能干扰LVs电感器内部的电源电压，通过PSRR的放大，干扰变成很强的放大器信号，驱动输出电流、产生内部电源信号等，导致放大器振荡。这就是所有放大器的电源都必须用电感很小的走线和组件精心旁路的原因。此外，电源旁路电容器必须比任何负载电容都大得多。

图11：LTC6268随频率变化的电源抑制

如果我们考虑500MHz左右的频率，那么3nH至10nH就变成Ω至Ω了。这已经足够输出晶体管靠其电感和IC组件电容产生自振荡了，尤其是在输出电流较大(晶体管gm和带宽增大)时。因为用如今的半导体制造工艺生产的晶体管带宽很大，所以需要特别注意，至少在大输出电流时。

结论

总之，设计师需要考虑与每个运算放大器端子有关的寄生电容和电感以及负载的性质。放大器被设计成在标称环境中是稳定的，但是每种应用都需要针对其自身的分析。